简述低电感ANPC拓扑结构集成新型950V IGBT和二极管技术

同时，像采用三电平中性点钳位型（NPC）或有源中性点钳位型（ANPC）拓扑结构的逆变器已经广泛地用于太阳能光伏应用。我们甚至可以观察到，为了提高系统功率密度和效率，逆变器采用五电平或多电平等更复杂拓扑结构的趋势显现。就光伏逆变器的阻断电压而言，典型工作电压增加，这反过来要求提高开关元件的阻断能力。尽管过去1100V光伏逆变器是主流产品，但市场上目前的产品和即将推出的光伏逆变器的额定电压均达到1500V。我们来重点讨论一下开关元件。由于650V IGBT和二极管是针对1100V逆变器母线电压进行优化的，其阻断能力不足以满足1500V逆变器母线电压的要求。这种情况下只能使用未经优化的1200V IGBT和二极管。当然，价格更高的光伏逆变器可能使用SiC MOSFET，但实际上到目前为止，市场上尚未推出采用Si-IGBT的简单解决方案。

本文介绍了新型950V IGBT和二极管技术。我们将新型950V技术与最先进的1200V器件进行比较。结果表明，与1200V器件相比，使用新型950V器件有助于大幅降低动态损耗和/或显著改进静态性能。然后，本文简要介绍了ANPC拓扑结构的进一步使用和研究。接着，本文探讨了功率模块设计、布局和拓扑结构需求之间的相互作用。显然，必须采用经优化的设计，只有这样才能实现最优性能。最后，本文介绍了一种适合1500V光伏逆变器的ANPC拓扑结构，其额定电流为400A。新推出的Easy3B模块完全集成了该拓扑结构。该低电感功率模块设计配置了950V器件，采用了经优化的设计。在典型开关频率（比如20kHz）条件下，该低电感功率模块的输出功率比标准硅基1200V技术高出25%-35%。

新型950V IGBT技术基于微沟槽（MPT）设计。众所周知，650V TRENCHSTOPTM 5和1200V TRENCHSTOP™ 7 IGBT器件均采用了该设计[1,2,3]。[4]中提供了微沟槽设计的原理图，并详细说明了该设计的特点和优化方式。由于采用可变接触方案，开发出两款具有不同性能的独立器件：快速开关IGBT（S7）和优化静态损耗的IGBT（L7)）。前者的静态损耗处于中等水平，但动态损耗大幅降低；后者静态损耗较低。新型950V二极管基于现有650V RAPID技术，具备良好的软度和可靠的抗宇宙射线性能，并且动态损耗较低。

图1为650V、950V和1200V MPT技术的折衷曲线。图中给出的所有损耗值均是在结温（TJ）为150°C、额定电流和直流母线电压（VDC）等于2/3阻断电压VCES的条件下测得。从图中可以开出，650V MPT IGBT可以作为静态损耗较高的极快开关器件（H5）以及静态损耗优化的器件（L5）。与1200V T4相比，1200V MPT IGBT（T7）的静态损耗较低，并且动态损耗处于中等水平。由于具备1200V阻断能力，T7的动态损耗几乎是S5的8倍，但是两者在额定电流（Inom）下的集电极-发射极电压不相上下。因此，950V MPT技术缩小了这一性能差距。L7的动态损耗几乎比T7高约50%，但是L7的静态损耗明显更低。S7的动态损耗仅为T7的三分之一，但S7的静态损耗处于中等水平。

图1.650V、950V和1200V MPT IGBT技术权衡比较图。图中给出的静态损耗和动态损耗值均是在TJ=150°C和VDC=2/3∙VCES条件下测得。另外，图中给出了650V和1200V最先进第四代IGBT器件的损耗值作为参考。

应该注意的是，电流密度随着阻断电压的增加而降低。L7和S7的电流密度比T7大50%左右。因此，如果功率模块中使用的芯片面积相同，950V IGBT 的性能优势比1200V IGBT更加明显。另外，将L7和S7与最先进的1200V T4和650V E4进行比较，结果表明该性能优势与采用MPT理念和技术直接相关。

接下来，我们重点比较L7、S7和T7。图2显示了L7、S7和T7的关断和开通波形。关断时，S7的开关特性最硬，即开关斜率（dv/dt）最大且峰值电压VCE,peak最高。值得注意的是，由于栅极驱动单元固有绝缘能力制约，许多应用建议将dv/dtmax限制在25kV/µs。再来看S7，VCE,peak和dv/dt接近各自的最大值，并且超过了上述典型应用限值。L7和T7的表现十分软，未达到临界值。开通时，所有器件的开关性能不相上下。如果栅极电阻（RG）进一步降低，S7的开关损耗降低，dv/dt值增大。

图2.在VDC=600V和TJ=25°C条件下，当IC=Inom和IC=0.1∙Inom时，L7、S7和T7的关断波形（左侧）和开通波形（右侧）。表格包含特性参数。

图3显示了L7、S7和T7的动态损耗之和，即左侧的开通损耗EON和关断损耗EOFF，以及右侧950V RAPID二极管和1200V EC7的恢复损耗之和。比较在相同的芯片额定电流条件下进行，即Inom=400A和VDC=750V。所示损耗是在集电极电流（IC）和二极管电流（IF）为175A的条件下测得。所使用的RG值是根据上述VCE,peak和dv/dtmax限值推导得出。

图3.当VDC=750V和Inom=400A时，IGBT（左侧）和二极管（右侧）的开关损耗。对于T7，开通和关断时使用的最小RG为1.8Ω。根据典型应用限值，L7使用RG,on=9Ω和RG,off=3Ω；L7使用RG,on=12Ω和RG,off=17Ω。

我们来看IGBT损耗。如果集电极电流最大为175A，S7的动态损耗显然比T7略低。L7的情况则有所不同：毫无疑问，L7的动态损耗较大，这是因为L7为经优化的低静态损耗器件。如果IC>175A，在TJ=150°C条件下，T7的动态损耗低于S7。然而，应该注意的是，L7和S7的设计电流密度高于T7。如果在相同的几何芯片尺寸下比较所有器件，情况就会有所改变。如果集电极电流为175A，S7的动态损耗比T7降低20%，但是S7的静态损耗仅比T7高100mV。L7的动态损耗基本不变，但是VCE再次下降。当IC=175A时，L7的静态压降比T7低300 mV。

对于二极管来说，情况要简单得多。为了清楚起见，950V RAPID二极管和1200V EC7二极管分别与S7和T7一起运行。950V RAPID二极管的损耗低于1200V EC7的损耗。此外，二极管损耗远低于IGBT损耗，但通常这一点在光伏应用中并不重要。

在本节中，我们将研究ANPC拓扑结构及其在功率模块设计内的相互作用。图4显示了光伏逆变器采用的典型ANPC拓扑结构。实验中使用了六个子系统，每个子系统由一个IGBT（T1至T6）和一个反并联二极管（D1至D6）组成。以对称方式从DC+到N和从N到DC-施加VDC。在子系统1到子系统4中，所研究的ANPC拓扑结构使用快速开关器件；在系统5和子系统6中，该ANPC拓扑结构使用低静态损耗器件。参考文献[5,6]全面地探讨和解释了ANPC拓扑结构和相关换流通路。

图4.子系统1至子系统4以及子系统5和子系统6中，ANPC拓扑结构分别采用快速开关器件和低静态损耗器件的示意图。实线和绿色虚线表示所研究的换流通路。

在有源功率运行中，比如正输出电压和正输出电流，图4中实线和绿色虚线表示典型的换流通路。为了清楚起见，T1与D2换流，而T5连续处于开通状态。因而，有源功率运行的一个主要换流通路是在DC+和N和/或N和DC-之间。因此，应该通过设计措施最大限度减少这些通路中的寄生电感，以确保优化性能。

下面分析ANPC拓扑结构性能与功率模块设计的相互作用，如图4所示。在本示例中，所有器件的最大阻断电压为650V。在任何情况下，分析结果均可以轻松地转移到阻断电压更高（比如950V或1200V）的任何其他IGBT和二极管技术。

该方法分析了T1和D2的开关特性。本文将总杂散电感为50nH的典型功率模块设计与Lσ,total=30nH的经优化功率模块设计进行比较。为了清楚起见，设定Lσ,total=Lσ,setup+Lσ,module，其中Lσ,setup为设置杂散电感，Lσ,module为模块杂散电感。如[7]中所述，杂散电感对器件性能有显著的影响。在本研究中，主要影响是由于存在ΔLσ,module，因为Lσ,setup未发生显著变化。

除非另有说明，本节所有测量均在室温下进行，即TJ=25°C，VDC=300V。实验所用IGBT（S5）和二极管（EC3）的Inom分别为400A和225A。

图5显示了IC=150A时T1与Lσ,total的关断波形。在两个用例中，RG相同，因此器件的开关特性相似。由此可见，VCE的显著差异与ΔLσ,module直接相关。然而，如果Lσ,total较低，则最大VCE为500V；如果Lσ,total较高，则会导致640V过电压，接近器件的最大阻断电压。此外，较高Lσ,total与IC和VCE上更明显的振荡相关。

图5.在TJ=25°C，VDC=300V且IC=150A条件下，T1分别在Lσ,total=50nH（左侧）和Lσ,total=30nH（右侧）时的关断波形。

图6显示了当Lσ,total=50nH和Lσ,total=30nH时，IGBT关断期间VCE,peak与RG和IC的关系。Lσ,total,VCE,peak随RG减小而增大，与Lσ,total和VCE,peak无关。如果RG较小且IC≥150A，则可以看到VCE,peak增加不明显。这是由于电流跳变（snap-off）振荡对开关特性的影响越来越大。因此，出现VCE,peak的位置从关断过程中由器件决定的di/dt转移到电流跳变区。如果RG较大，T1不再自关断，并且IC与VCE,peak的关系也会再次改变。图中明显可以看出，如果Lσ,total较大，VCE,peak值也会较高。因此，如果未优化Lσ,total，即降低到其最小值，必须限制IC，RG和/或VDC，以避免运行过程中超过器件的最大阻断能力。图7中图表证实了这些分析结果。图中显示了当IC=200A（相当于T1 Inom的50%）时，VCE,peak与RG的关系。当Lσ,total较高并且VDC=400V时，RG必须限制到28Ω；如果Lσ,total较低，则没有必要设定该限值。在VCE,peak条件下，T1可以在RG为10Ω或甚至更低情况下运行。

图6.顶部：TJ=25°C和VDC=300V条件下，当Lσ,total较高（左侧）和较低（右侧）时，IGBT关断期间T1的峰值电压与RG和IC的关系。底部：TJ=25°C和VDC=300V条件下，当Lσ,total较高（左侧）和较低（右侧）时，二极管恢复期间D2的dv/dtmax与RG和IF的关系。

图7.在TJ=25°C，VDC=300V和400V以及IC=200A条件下，当Lσ,total=50nH（左侧）和30nH（右侧）时VCE,peak与RG的关系。红色线和橙色线分别表示VDC =300V和400V时最大允许VCE,peak。插图：dv/dtmax与RG的关系。红色线表示dv/dt为25kV/µs。

我们来分析开关斜率。图7中插图显示了最大电压斜率dv/dtmax与RG的关系。假设dv/dt为上文所述25kV/µs，Lσ,total较高和较低时，关断期间最小RG均限制到13Ω。

参照对T1的分析，本文也对D2进行了类似分析。图8显示了IF=10A时，二极管恢复波形与Lσ,total的关系。同样，该分析中假设开关速度（即diF/dt）相同，因此IF和VF上的较大振荡与Lσ,total的影响直接相关。电流较小时，二极管开关速度达到最快。因此，这些工况下应考虑过压和dv/dt。

图8.在TJ=25°C，VDC=300V和IF=10A条件下，当Lσ,total=50nH（左侧）和30nH（右侧）时，D2的二极管恢复波形。

图6说明了当Lσ,total=50nH和30nH时，D2的dv/dtmax与RG和IF的关系。明显可以看出，RG和IF较低时，dv/dtmax达到最高值。随着RG和/或IF增大，dv/dtmax呈单调递减趋势。再来看Lσ,total，当Lσ,total较高时，dv/dtmax明显增加。具体解释如下：不存在寄生电感的情况下，二极管设计决定了由于给定di/dt条件下清除电荷过程而产生的电压斜率。寄生电感的存在导致感应电压对开关斜率造成叠加影响。特别是对于快速开关二极管，较大di/dt在恢复峰值之后出现，并导致额外的电压增加。这反过来又加大了陡度，从而二极管处出现更高的dv/dtmax。应该注意的是，这个结论只适用于二极管。对于换流通路中的IGBT，由于感应电压的符号反向，dv/dtmax值降低。

图9再次显示了RG与dv/dt的关系，具体显示了当IF=IC=10A时，dv/dtmax与RG的关系。本图表直观地显示了二极管反向恢复期间D2处的dv/dtmax以及IGBT开通期间T2处的dv/dtmax。当Lσ,total较高且VDC=400V时，RG必须限制到12Ω；如果Lσ,total较低，则没有必要设定该限值。这意味着，D2和T1可以在RG为10Ω或甚至更低情况下运行。如上文所述，当Lσ,total较高时，二极管的dv/dtmax与IGBT的dv/dtmax明显差异较大。只有当RG值大于50Ω时，二极管和IGBT的dv/dtmax值相似。如果Lσ,total较低，当RG为30Ω时就已经达到dv/dtmax。图9的插图显示了IF=10A和VDC分别为300V和400V条件下，D2的峰值电压。在IGBT关断期间也可以看到，当Lσ,tota较低时，Vdiode,peak降低。尽管这一影响十分显著，并且Vdiode,peak降低了百分之几十，RG的选择不受此限制。因此，对于IGBT开通和二极管恢复，仅dv/dtmax限制并决定RG的大小。

图9.在TJ=25°C，VDC=300V和400V以及IF=IC=10A条件下，当Lσ,total=50nH（左侧）和30nH（右侧）时D2（二极管恢复）和T1（IGBT开通）处dv/dtmax与RG的关系。红色线表示最大dv/dt为25kV/µs。插图：Vdiode,peak与RG的关系。

我们来总结这些分析结果：当Lσ,total较高时，IGBT关断期间VCE,peak值较高，并且二极管恢复期间dv/dtmax值较高。因此，如果选用典型的功率模块设计（与较高Lσ,total存在直接相关性），则必须在逆变器运行期间增大RG，以避免器件和/或栅极驱动单元遭到损坏。图10直观地显示了这些结果。图中显示了经优化功率模块设计（Lσ,total=30nH）和典型功率模块设计（Lσ,total=50nH）中，IGBT损耗（即，EOFF、EON和EREC之和）与IC和IF的关系。如上所述，RG取值确定如下：经优化功率模块设计的RG,on=10Ω，RG,off=13Ω；典型功率模块设计的RG,on=12Ω，RG,off=28Ω。可以明显看出，通过选用经优化的功率模块设计和更低RG值，IGBT和二极管的开关损耗大幅降低。对于子系统（即IGBT和二极管的组合）来说，损耗可降低多达28%。

图10.在TJ=25°C和150°C条件下，经优化功率模块设计（Lσ,total=30nH）和典型功率模块设计（Lσ,total=50nH）中T1和D2的开关损耗与IC和IF的关系。插图：TJ=150°C时，由于采用经优化功率模块设计，IGBT和二极管的损耗降低。

综上所述，如果主要目的是实现最佳性能，则必须采用经优化功率模块设计。经优化设计的适用性更强，支持运行更高负载电流或通过减小RG提高开关速度。在该系统中，这有助于提高灵活性，并且可以降低系统的复杂性，比如，减少无源元件或电源滤波器数量。

根据前一部分的分析和结论，要想在最终系统中实现最佳性能，必须采用经优化的功率模块设计。为此，我们按照以下步骤开发适用于1500V光伏逆变器的经优化功率模块。

第一步，确定ANPC拓扑结构的主要换流通路，如图4所示。

第二步，在平行板波导设计中，使电源端子位置相互靠近，以最大限度减少DC+和N之间以及N和DC-之间的杂散电感。DC+，N和DC-的位置如图11所示。输出端子设置在输入端子对面，从而简化PCB设计。

第三步，确定内部布局，保证关键换流通路上衬底层仅存在非常小的换流回路。避免模块衬底之间存在换流通路。

第四步，使用新型无基板Easy3B解决方案开发极低电感对称式功率模块。因此，尽管该模块面积与两个传统Easy2B功率模块的面积相同，其杂散电感仅为15nH。另外，与Easy1B和Easy2B相比，Easy3B解决方案的热阻抗降低。

第五步，在该功率模块中集成950V IGBT和二极管技术。从而，针对1500V光伏逆变器进行优化且额定电流为400A的ANPC拓扑结构完成集成到单个功率模块中。

使用图4所示的1500V ANPC拓扑结构对该功率模块的性能进行评估。T1至T4子系统和T5至T6子系统中分别选用S7和L7。T2和T3的Inom为200A，所有其他IGBT的Inom值为400A。对于二极管，本文分析了两种主要应用场景：在一种场景中，所有子系统均集成200A RAPID二极管；在第二种场景中，使用Inom=60A的1200V SiC肖特基二极管替代RAPID二极管D2和D3。同时，将结合T7和EC7的ANPC拓扑结构作为参考设计，对有源功率换流通路进行比较。在所有用例中，假定平均模块温度最多增加30K，这限制了该解决方案的适用性。

图11.Easy3B解决方案，带有基于950V ANPC拓扑结构对应引脚分配。

图12显示了在DC+和DC-端子之间施加1200V电压时，最大输出电流Iout与开关频率fSW的关系。实线表示参考设计以及上述两个基于L7/S7场景的Iout。三种解决方案的额定电流相同。当fSW极低时，T7/EC7解决方案的Iout比两种L7/S7解决方案高最多15%。当fSW为高于20kHz的典型值，前者的Iout比后者高7%左右。值得一提的是，只有当T7/EC7解决方案的功率密度明显较低时，才会实现上述Iout优势。如果功率密度相同，即L7、S7和RAPID二极管的芯片面积相同，情况就会改变。图中虚线直观地显示了这一点。可以明显看出，配置RAPID二极管的L7/S7解决方案和配置SiC二极管的L7/S7解决方案分别实现了Iout增加高达40%和75%。即使当fSW处于0-40kHz范围时，Iout也比T7/EC7参考设计高出最少10%，最多26%。这些研究结果并不令人意外，因为T7和EC7针对通用变频器进行了优化，因而开关频率更低。因此，如果光伏应用要求提高开关速度，那么L7和S7的优势就会显现出来。

图12中插图显示了达到对应的最大Iout时，系统效率与fSW的关系。所有解决方案的系统效率至少达到了99.2%。L7/S7解决方案的系统效率始终比基于T7的解决方案高出最少0.05%，最多0.3%。应该注意的是，与Inom=400A（实线）的L7/S7解决方案相比，芯片尺寸更大的L7/S7解决方案（虚线）的系统效率略低，但Iout明显更高。尽管系统效率略低，但当fSW=20kHz时，Iout提高了25%至35%。

图12.在相同热边界条件下，不同解决方案和功率密度不同时Iout与fSW的关系。插图：在相应的Iout条件下，不同解决方案和功率密度不同时系统效率与fSW的关系。

通过对功率模块设计与ANPC拓扑结构相互作用的综合分析，本文确定了关键换流通路和系统限制因素。分析结果表明，经优化的功率模块设计显著降低了总杂散电感，从而进一步简化了开关操作，使损耗大幅降低多达28%。

基于经优化的功率模块设计，我们提出了额定电流为400A的全集成ANPC拓扑结构，适用于1500V光伏逆变器。新推出的Easy3B解决方案采用了该ANPC结构，使得模块杂散电感低至仅15nH。这种功率模块设计结合新推出的950V IGBT为光伏逆变器提供了两种可选方案。一方面，如果更换给定的1200V IGBT，则可以在大幅减小芯片面积的同时实现相同的输出功率。另一方面，如果采用相同的芯片面积，则输出电流可增加25%至75%。