Salvatore La Mantia¹, 意法半导体

Mario Pulvirenti², 意法半导体

Angelo G. Sciacca²，意法半导体

Massimo Nania²，意法半导体

联系邮箱：salvatore.la-mantia@st.com

摘要

本文将探讨如何在雪崩工作条件下评估SiC MOSFET的鲁棒性。MOSFET功率变换器，特别是电动汽车驱动电机功率变换器，需要能够耐受一定的工作条件。如果器件在续流导通期间出现失效或栅极驱动命令信号错误，就会致使变换器功率开关管在雪崩条件下工作。因此，本文通过模拟雪崩事件，进行非钳位感性负载开关测试，并使用不同的SiC MOSFET器件，按照不同的测试条件，评估技术的失效能量和鲁棒性。

引语

能效和可靠性是所有电子功率变换器必备的主要特性。在与人类社会活动和生态环境保护相关的应用领域，例如，交通、工业、能源转换等，标准硅基功率开关管已被SiC MOSFET取代，因为SiC MOSFET在电流密度/芯片面积、击穿电压、开关频率、工作温度方面表现更出色，可缩减功率变换器的体积和尺寸，同时提高能效[1]，[2]。

采用最新一代SiC MOSFET设计功率变换器应该认真考虑器件的可靠性和鲁棒性，避免让异常失效现象破坏系统的整体安全性[3]，[4]。短路和雪崩是可能导致电源转换器开关管严重失效的异常事件[5] [6]。

短路事件可能是错误和失控的工作条件引起的，例如，器件开关顺序命令出错。当漏源电压V_DS超过击穿电压额定值时，会发生雪崩事件[7]。

对于dv_DS/dt 和di_D/dt变化率很高的应用，在开关瞬变期间，V_DS可能会超过击穿电压额定值。高瞬变率结合变换器布局固有的寄生电感，将会产生电压尖峰，在极端情况下，导致雪崩事件发生[7]，[14]，[16]。SiC MOSFET可能会出现这些工作条件，分立器件的dv_DS/dt可能轻松超过100V/ns，di_D/dt超过10A/ns[1]，[21]。

另一方面，电机功率变换器也是一个值得关注的重点，例如，电动汽车的驱动电机逆变器、工业伺服电机等，这些应用的负载具有典型的电感特性，要求功率开关还必须兼备续流二极管的功能[18]。因此，在二极管关断时，其余器件将传导负载电流，进行非钳位感性负载开关UIS操作，工作于雪崩状态是无法避免的[13]。在这种雪崩期间，除过电压非常高之外，高耗散能量也是一个需要考虑的重要问题，因为器件必须耐受异常的电压和电流值。

采用失效检测算法和保护系统，配合同样基于“可靠性”标准的变换器设计方法，是很有必要的[20]。但是，除了安全保护和最佳设计规则外，功率开关管还必须强健结实，即具有“鲁棒性”，才能耐受某种程度的异常工作条件，因为即便超快速检测算法和保护系统也无法立即发挥作用[19]。SiC MOSFET的雪崩问题已成为一个重要的专题，由于该技术尚未完全成熟，因此需要进行专门的研究[7]-[13]。

本文的目的是分析SiC MOSFET在雪崩工作条件下的鲁棒性。为了验证鲁棒性分析结果，我们做了许多实验。最后，我们介绍了器件在不同的UIS测试条件下的鲁棒性。

雪崩事件

通常来说，雪崩事件只有在器件达到击穿电压时才会发生。在正常工作条件下，凡是设置或要求高开关频率的应用都会发生这种现象。

以基于半桥转换器的应用为例，让我们详细解释一下雪崩现象。

图1（a）是一个简化的半桥转换器电路原理图，电路中有两个SiC MOSFET开关管，分别用Q_H和Q_L表示，除开关管外，还有一个感性负载；图1（b）是上面电路的等效电路图，最重要的部分是主要寄生元件，特别是代表电源回路等效寄生电感的L_DH，L_SH，L_DL和L_SL，电源回路是指连接+ DC电路（V_DD）与Q_H漏极，Q_H源极至Q_L漏极，Q_L源极至-DC电路的电源轨。此外，L_GH，L_GL是Q_H和Q_L的栅极-源极路径信号回路的等效寄生电感。考虑到HiP247封装分立器件有三或四个引线，上面的寄生电感中包含SiC MOSFET焊线和引线的寄生电感，详细信息参见[15]，[16]。同样重要的是，还要考虑SiC MOSFET的寄生电容C_GS，C_DS和C_GD，这些参数是漏极-源极电压V_DS的函数[21]。

不难理解在下面两个案例的极端工作条件期间产生的电压尖峰：

1) 有源器件导通，无源器件的体二极管关断

2) 有源器件关断，无源器件的体二极管导通

用1200V，25mΩ，HIP247-4L封装的SiC MOSFET分立器件，按照图1的方案做实验测试，描述瞬变在什么情况下被定义为极端工作条件。为简单起见，将Q_L视为有源器件，它由适合的栅极驱动器电路控制；Q_H是无源器件，用作续流二极管，并且通常在相关终端施加-5V的恒定负栅极-源极电压。

图1：半桥转换器桥臂：(a)简化框图，(b)包括主要寄生元件的等效电路。

通过分析图2的实验结果，可以知晓案例1）的极端工作条件。

图2：在850V, 130A，Q_H体二极管关断时，V_GS, I_D和V_DS的典型波形。

本节重点介绍在Q_L导通时Q_H体二极管的“反向恢复”过程。测试条件是175°C，V_DD=850V, I_D=130A。SiC MOSFET的反向恢复过程是一个重要的课题，许多人都在研究这种现象[17]，[18]。软恢复和硬恢复模式受载流子寿命、掺杂分布、裸片面积等因素影响。从应用角度来看，反向恢复特性主要与正向电流大小I_D及其变化率di_D/dt和工作温度有关。图2显示了变化速率12A/ns 的I_D引起的Q_H体二极管硬恢复特性。由于结耗尽非常快，漏极-源极电压V_DS以最快的速度上升。在di_D/dt 和di_rr/dt与寄生电感的综合作用下，尖峰电压现象严重，并且在V_DS波形上看到振荡行为。另外，V_GS波形出现明显振荡，应钳制该电压，以避免杂散导通[16]。

快速恢复用于描述恢复的效果，概念定义详见文献[17]。

通过优化转换器电路板布局，将寄生电感降至非常低，可以限制在电流变化率非常高的关断期间产生的电压尖峰，从而最大程度地利用SiC MOSFET的性能。

图3的实验测试结果解释了案例2）的极端工作条件。图中所示是在室温（25°C），850V，130A条件下Q_L“关断”时的相关参数波形。因为器件采用HIP247-4L封装，3.3Ω的栅极电阻R_g加快了关断瞬变，并且V_DS的峰值非常高（约1550V）。

图3：在850V, 130A条件下关断Q_L，V_GS, I_D, V_DS 和P_off的典型波形。

通过进一步降低R_g阻值提高关断速度，将会引发雪崩事件，不过，在本实验报告中没有达到雪崩状态。

但是，除极端工作条件外，元器件失效也会导致雪崩事件[4]。

以前文提到的图1半桥转换器为例，当Q_H续流二极管失效，致使器件关断时，负载电流必须在关断瞬变期间流经互补器件Q_L，这个过程被称为非钳位感性负载开关UIS。在这个事件期间，器件必须承受某种程度的能量，直到达到Q_L击穿极限值为止。

这种失效机制与临界温度和热量产生有关。SiC MOSFET没有硅基器件上发现的其它失效模式，例如，BJT闩锁[10]。在UIS条件下的雪崩能量测试结果被用于定义SiC MOSFET的鲁棒性。

图4(a)和图4(b)是SiC MOSFET的UIS测试结果。这些测试是在图1无Q_H的配置中做的，测试条件是V_DD=100V, V_GS=-5/18V, R_GL=4,7Ω, L=50H, Tc=25°C，下一章详细解释这样选择的原因。

图4(a)所示是前三次脉冲测试。Q_L正在传导电流，在第一个脉冲时关断，如图中蓝色的V_GS，V_DS和I_D的波形所示，有过电压产生，V_DS略低于1500V，但器件没有雪崩。在增加脉冲周期后，如图中绿色波形所示，电流I_D达到5A，器件开始承受雪崩电压。再重复做一次UIS测试，如黑色波形所示，电流值变大，但由于负载电感器较小，直到电流值非常大时才达到失效能量。

图4：UIS实验，(a)雪崩过程开始时的波形；(b)施加最后两个脉冲时的波形。

图4（b）所示是最后一种情况的测试结果。蓝色波形是在一系列单脉冲后，器件失效前倒数第二个脉冲产生的波形，从图中可以看到，器件能够处理关断瞬变，耐受根据下面的雪崩能量公式(1)算出的约0,7J雪崩能量，最大漏极电流为170A，雪崩电压平均值为1668V。

红色波形是在施加最后一个脉冲获得的失效波形，这时器件不再能够耐受雪崩能量，并且在t *时刻发生失效，漏极电流开始骤然增加。

鲁棒性评估和雪崩测试

我们用三组1200V SiC MOSFE做了UIS测试，表1列出了这三组器件的主要数据。

5（a）所示是测试等效电路图，5（b）所示是相关实验装置。Q_L是待测器件（DUT），测试目标是分析DUT的关断特性。

表1：SiC MOSFET规格

SiC MOSFET	VBD [V]	RDS(on)[mΩ]	ID@(25°)[A]
D1	1200	83 @ VGS=18V, ID=20A	20
D2	1200	30 @ VGS=18V, ID=60A	70
D3	1200	20 @ VGS=18V, ID=100A	100

图5：UIS实验装置: (a)等效电路, (b) 实验台

设置A，B，C三种测试条件；施加周期递增的单脉冲序列，直到待测器件失效为止。

V_DD=100V, V_GS=-5/18V

1. vs R_GL=4,7Ω, 10Ω, 47Ω, at L=50uH, Tc=25°C
2. vs L=50uH, 1mH, at R_GL=4,7Ω, Tc=25°C
3. vs T_c=25°C, 90°C, 200°C, at L=50uH, R_GL=4,7Ω

为了便于统计，从D1，D2和D3三组器件中分别抽出五个样品，按照每种测试条件各做一次UIS实验，测量和计算失效电流和失效能量，参见图6，图7和图8。

图6（a）所示是从SiC MOSFET D3中抽出的一个典型器件，按照测试条件“A”做UIS测试的V_DS和I_D失效波形。

图6：UIS对R_G最终测试结果：(a)一个D3样品的V_DS和I_D典型值；(b)平均失效能量E_AV。

为了清楚起见，只给出了R_G＝4.7Ω和47Ω两种情况的波形。我们观察到，失效电流不受R_GL的影响。图6（b）显示了D1，D2和D3三组的平均E_AV。

注意到E_AV失效能量略有降低，可忽略不计，因此，可以得出结论，在UIS测试条件下，这些SiC MOSFET的鲁棒性与R_G无关。

图7（a）和（b）所示是按照测试条件B，在L=50H 和1mH时，各做一次UIS测试的失效波形，为简单起见，只从SiC MOSFET D3中抽取一个典型样品做实验。

在提高负载电感后，电感器储存的能量增加，因此，失效电流减小。

图7：UIS对L最终测试结果(a) 在L=50H时, D3样品的V_DS和 I_D典型值 (b)在L=1mH时, D3样品的V_DS和 I_D典型值 (c) 平均失效能量E_AV.

图7(c)显示了D1，D2和D3的平均E_AV与L的关系，可以观察到，器件D3的失效能量E_AV随着负载电感提高而显著提高，而D1和D2的E_AV则略有增加。通过分析图8可以发现这种行为特性的原因。图8是根据等式(2)计算出来的结温T_j的分布图：

其中：T0是起始温度，P_AV是平均脉冲功率，Z_th是芯片封装热阻，本次实验用的是不带散热器的TO247-3L封装。

电感器储存能量的大小与电感值有关，储存能量将被施加到裸片上，转换成热能被耗散掉。

如图7（a）所示，低电感值会导致非常大的热瞬变，这是因为电流在几微秒内就达到了非常高的数值，如图7（a）所示，因此，结温在UIS期间上升非常快，但裸片没有够的时间散掉热量。相反，在高电感值的情况下，电流值较低，如图7（b）所示，并且裸片有足够的时间散掉热量，因此，温度上升平稳。

这个实验结果解释了为什么被测器件D3的E_AV随负载电感提高而显着增加的原因，另外，它的裸片面积比SiC MOSFET D1和D2都大。

图8：典型D3器件的估算结温Tj对L曲线图。

最后，在图9中报告了测试条件C的UIS测试结果，测试条件C是封装温度的函数，用热电偶测量封装温度数值。

图9（a）所示是D3在Tc=25°C，90℃和200℃三个不同温度时的V_DS和I_D波形。不出所料，D1，D2和D3三条线的趋势相似，工作温度越高，引起器件失效的E_AV就越低，图9（b）。

图9：UIS对Tc的最终测试结果；（a）D3样品在不同的Tc时的V_DS和I_D典型值；（b）平均失效能量E_AV 对T_C曲线

结论

本文探讨了在SiC MOSFET应用中需要考虑的可能致使功率器件处于雪崩状态的工作条件。为了评估SiC MOSFET的鲁棒性，本文通过实验测试评估了雪崩能量，最后还用三款特性不同的SiC MOSFET做对比测试，定义导致器件失效的最大雪崩能量。雪崩能量与芯片面积成正比，并且是栅极电阻、负载电感和外壳温度的函数。

这种在分立器件上进行的雪崩耐量分析，引起使用电源模块开发应用的设计人员的高度关注，因为电源模块是由许多并联芯片组成，这些芯片的鲁棒性需要高度一致，必须进行专门的测试分析。此外，对于特定的应用，例如，汽车应用，评估雪崩条件下的鲁棒性，可以考虑使用单脉冲雪崩测试和重复雪崩测试方法。这是一个重点课题，将是近期评估活动的目标。

参考文献

[1] F. Wang and Z. Zhang “Overview of Silicon Carbide Technology: Device, Converter, System, and Application,” Power Electr. And Appl. Trans on. CPSS, vol. 1, no. 1, pp. 13-32, December 2016.

[2] S. Ji, Z. Zhang, F. F. Wang “Overview of High Voltage SiC Power Semiconductor Devices: Development and Application,” CES Trans. On Elec. Machines and Systems, vol. 1, no. 3, Sept. 2017, pp.:254-264.

[3] B. Wang, J. Cai, X.Du and L. Zhou “Review of Power Semiconductor Device Reliability for Power Converters,” CPSS Trans. On Pow. Elect. and Appl. Vol.2, no.2, pp. 101-117, June2017.

[4] A. Hanif, Y. Yu, D. DeVoto and F.Khan “A Comprehensive Review Toward the State-of-the-Art in Failure and Lifetime Predictions of Power Electronic Devices,” IEEE Trans. On Pow. Elect. vol.34, no.5, pp. 4729- 4746May2019.

[5] B. Mirafzal “Survey of Fault-Tolerance Techniques for Three-Phase Voltage Source Inverters,” IEEE Trans. on Ind. Elec. Vol.61, no.10, pp. 5192-5202, Oct.2014.

[6] F. Richardeau, P. Baudesson, T. A. Meynard “Failures-Tolerance and Remedial Strategies of a PWM Multicell Inverter,” IEEE Trans. Power Elec., vol. 17, no. 6, pp 905-912, Nov.2002.

[7] A. Fayyaz, G. Romano, J. Urresti, M. Riccio, A. Castellazzi, A. Irace, and N. Wright, “A Comprehensive Study on the Avalanche Breakdown Robustness of Silicon Carbide Power MOSFETs”, Energies, vol. 10, no. 4, pp. 452-466, 2017.

[8] M. D. Kelley, B. N. Pushpakaran and Stephen B. Bayne “Single-Pulse Avalanche Mode Robustness of Commercial 1200 V/80 mΩ SiC MOSFETs,” IEEE Trans. On Pow. Elec. Vol. 32, no.8, pp. 6405-6415, Aug. 2017.

[9] I. Dchar, M. Zolkos, C. Buttay, H. Morel “Robustness of SiC MOSFET under Avalanche Conditions”, 2017 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC)

[10] N. Ren, H. Hu, K. L. Wang, Z. Zuo, R. Li, K. Sheng “Investigation on Single Pulse Avalanche Failure of 900V SiC MOSFETs” Int. Symp. On Power Semic. Dev. & ICs, May 13-17, 2018.

[11] J. Wei, S. Liu, S. Li, J. Fang, T. Li, and W. Sun “Comprehensive Investigations on Degradations of Dynamic Characteristics for SiC Power MOSFETs under Repetitive Avalanche Shocks,” IEEE Trans. on Power Elec. Vol.: 34, no: 3, pp. 2748– 2757, March 2019

[12] J. Hu, O. Alatise, J. Angel Ortiz Gonzalez, R. Bonyadi, P. Alexakis, L. Ran and P. Mawby “Robustness and Balancing of Parallel-Connected Power Devices: SiC Versus CoolMOS,” IEEE Trans. On Ind. Elec. Vol. 63, no.4, pp.2092-2102 April 2016.

[13] M. Nawaz “evaluation of SiC MOSFET power modules under unclamped inductive switching test environment”, Journal of Microelec. Reliability, vol. 63, pp. 97-103, 2016.

[14] H. Chen, D. Divan “High Speed Switching Issues of High Power Rated Silicon-Carbide Devices and the Mitigation Methods” 2015 ECCE, pp.2254-2260.

[15] M. Pulvirenti, L. Salvo, G. Scelba, A.G. Sciacca, M. Nania, G. Scarcella, M. Cacciato, “Characterization and Modeling of SiC MOSFETs Turn On in a Half Bridge Converter”2019 IEEE En. Conv. Cong. and Expo. (ECCE2019).

[16] M. Pulvirenti, G. Monotoro, M. Nania, R. Scollo, G. Scelba, M. Cacciato, G. Scarcella, L. Salvo “Analysis of Transient Gate-Source OverVoltages in Silicon Carbide MOSFET Power Devices” 2018 IEEE En. Conv. Cong. and Expo. (ECCE2018).

[17] J. Mari, F. Carastro, M.-J. Kell, P. Losee, T. Zoels “Diode snappiness from a user’s perspective” 2015, 17th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE'15 ECCE-Europe).

[18] R. Wu, F. Blaabjerg, H. Wang, M. Liserre, “Overview of catastrophic failures of freewheeling diodes in power electronic circuits”, Microelectronics Reliability, vol. 53, no.9-11, 2013, pp.:1788-1792.

[19] Y. Shi, R. Xie, L. Wang, Y. Shi, and H. Li, “Switching Characterization and Short-Circuit Protection of 1200V SiC MOSFET T-Type Module in PV Inverter Application”, IEEE Trans. on Ind. Electron., to be published.

[20] R. Katebi, J.He, N. Weise “An Advanced Three-Level Active Neutral-Point-Clamped Converter With Improved Fault-Tolerant Capabilities,” IEEE Trans. On Power Elect., vol. 33, no.8, pp. 6897-6909, Aug. 2018.

https://www.st.com/resource/en/datasheet/scth90n65g2v-7.pdf